Каскод - Cascode

В каскод двухступенчатый усилитель мощности который состоит из общий эмиттер этап питания в общая база сцена.^[1][2]

По сравнению с одним каскадом усилителя эта комбинация может иметь одну или несколько из следующих характеристик: более высокая изоляция входа-выхода, более высокая входное сопротивление, высоко выходное сопротивление, выше пропускная способность.

В современных схемах каскод часто состоит из двух транзисторы (БЮТ или же Полевые транзисторы ), причем один работает как общий эмиттер или же общий источник а другой как общая база или же общие ворота. Каскод улучшает изоляцию ввода-вывода (снижает обратную передачу), так как отсутствует прямая связь между выходом и входом. Это устраняет Эффект Миллера и, таким образом, способствует более высокой пропускной способности.

История

Использование каскода (иногда озвученный к кодирование) - распространенный метод улучшения аналоговая схема производительность, применимая к обоим вакуумные трубки и транзисторы. Название «каскод» было придумано в статье, написанной Фредерик Винтон Хант и Роджер Уэйн Хикман в 1939 году в дискуссии о применении стабилизаторы напряжения.^[3] Предложили каскод из двух триоды (первый с общим катод установка, вторая с общим сетка ) в качестве замены пентод, поэтому можно предположить, что название является аббревиатурой от «каскадный триодный усилитель, имеющий характеристики, аналогичные оде одиночного пента, но менее шумный, чем у него».^[4]

Операция

Рисунок 1: N-канальный каскодный усилитель класса А

На рисунке 1 показан пример каскодного усилителя с общий источник усилитель как входной каскад, управляемый источником сигнала, V_в. Этот входной каскад управляет общие ворота усилитель как выходной каскад, с выходным сигналом V_из.

Поскольку нижний полевой транзистор является проводящим, обеспечивая напряжение затвора, верхний полевой транзистор проводит ток из-за разницы потенциалов, возникающей между его затвором и истоком.

Основное преимущество такой схемы заключается в размещении верхнего полевой транзистор (FET) в качестве нагрузки входного (нижнего) вывода FET (сток). Поскольку на рабочих частотах затвор верхнего полевого транзистора эффективно заземлен, напряжение истока верхнего полевого транзистора (и, следовательно, сток входного транзистора) поддерживается почти на постоянном уровне во время работы. Другими словами, верхний полевой транзистор демонстрирует низкое входное сопротивление нижнему полевому транзистору, что делает усиление напряжения нижнего полевого транзистора очень небольшим, что резко снижает Эффект Миллера емкость обратной связи от стока нижнего полевого транзистора до затвора. Эта потеря усиления по напряжению восстанавливается верхним полевым транзистором. Таким образом, верхний транзистор позволяет нижнему полевому транзистору работать с минимальной отрицательной (Миллеровской) обратной связью, улучшая его полосу пропускания.

Верхний затвор полевого транзистора электрически заземлен, поэтому заряд и разряд паразитной емкости, C_dg, между сливом и воротами просто сквозной р_D и выходная нагрузка (скажем, р_из), а на частотную характеристику влияют только частоты выше соответствующих Постоянная времени RC τ = C_dg р_D//р_из, а именно ж = 1/(2πτ), довольно высокая частота, поскольку C_dg маленький. То есть верхний затвор полевого транзистора не страдает от усиления Миллера C_dg.

Если бы верхний каскад на полевых транзисторах работал отдельно, используя его источник в качестве входного узла (то есть конфигурацию с общим затвором (CG)), он имел бы хорошее усиление по напряжению и широкую полосу пропускания. Однако его низкий входной импеданс ограничил бы его полезность для драйверов напряжения с очень низким импедансом. Добавление нижнего полевого транзистора приводит к высокому входному импедансу, позволяя каскодному каскаду управлять источником с высоким импедансом.

Если заменить верхний полевой транзистор на типичную индуктивную / резистивную нагрузку и взять выходной сигнал со стока входного транзистора (то есть конфигурация с общим истоком (CS)), конфигурация CS будет иметь такое же входное сопротивление, что и каскодная. , но конфигурация каскода может предложить потенциально больший выигрыш и гораздо большую пропускную способность.

Стабильность

Расположение каскода также очень стабильно. Его выход эффективно изолирован от входа как электрически, так и физически. Нижний транзистор имеет почти постоянное напряжение как на стоке, так и на истоке, и, таким образом, практически нет ничего, что можно было бы вернуть обратно в его затвор. Верхний транзистор имеет почти постоянное напряжение на затворе и истоке. Таким образом, единственными узлами со значительным напряжением на них являются вход и выход, и они разделены центральным соединением почти постоянного напряжения и физическим расстоянием между двумя транзисторами. Таким образом, на практике обратная связь между выходом и входом незначительна. Металлическое экранирование эффективно и легко обеспечивает между двумя транзисторами для еще большей изоляции при необходимости. Это было бы сложно в схемах однотранзисторных усилителей, которые на высоких частотах потребовали бы нейтрализация.

Смещение

Как показано, каскодная схема, использующая два «сложенных» полевых транзистора, налагает некоторые ограничения на два полевых транзистора, а именно: верхний полевой транзистор должен быть смещен, чтобы его напряжение истока было достаточно высоким (нижнее напряжение стока полевого транзистора может колебаться слишком низко, вызывая его насыщение. ). Обеспечение этого условия для полевых транзисторов требует тщательного выбора пары или специального смещения верхнего затвора полевого транзистора, что увеличивает стоимость.

Схема каскода также может быть построена с использованием биполярных транзисторов, или полевых МОП-транзисторов, или даже одного полевого транзистора (или полевого МОП-транзистора) и одного биполярного транзистора. В последнем случае BJT должен быть верхним транзистором, иначе (нижний) BJT всегда будет насыщаться,^{[нужна цитата ]} если только не будут предприняты чрезвычайные меры для его предвзятости. Такая схема была очень распространена в УКВ телевизионные тюнеры, когда они нанимали вакуумные трубки.

Преимущества

Каскодное расположение обеспечивает высокое усиление, широкую полосу пропускания, высокую скорость нарастания, высокая стабильность и высокое входное сопротивление. Количество деталей очень мало для двухтранзисторной схемы.

Недостатки

Для каскодной схемы требуются два транзистора и относительно высокое напряжение питания. Для каскода с двумя полевыми транзисторами оба транзистора должны быть смещены с достаточным V_DS в работе, устанавливая нижний предел напряжения питания.^{[нужна цитата ]}

Версия с двумя воротами

А МОП-транзистор с двойным затвором часто работает как "однотранзисторный" каскод. Часто встречается на передних концах чувствительных УКВ В приемниках MOSFET с двумя затворами работает как усилитель с общим истоком, при этом первичный затвор (обычно обозначаемый производителями MOSFET как «затвор 1») подключен ко входу, а второй затвор заземлен (шунтирован). Внутри есть один канал, перекрытый двумя соседними воротами; поэтому результирующая схема электрически представляет собой каскод, состоящий из двух полевых транзисторов, при этом обычное соединение нижнего стока с верхним истоком представляет собой просто ту часть единственного канала, которая физически расположена рядом с границей между двумя затворами.

Смеситель в супергетеродинных приемниках

Каскодная схема очень полезна как умножающий Смеситель цепь в супергетеродинный приемники. На нижнем затворе РЧ-сигнал подается на смеситель, а на верхнем затворе - на смеситель. гетеродин сигнал подается на смеситель. Оба сигнала умножаются смесителем, и разностная частота, промежуточная частота, берется из верхнего слива каскодного смесителя.

Это было далее развито путем каскадирования всего дифференциальный усилитель ступеней для формирования сбалансированного микшера, а затем Клетка Гилберта двухбалансный смеситель.

Другие приложения

С ростом интегральные схемы, транзисторы стали дешевыми с точки зрения площади кремниевого кристалла. В МОП-транзистор технологии особенно, каскадирование может использоваться в текущие зеркала для увеличения выходного сопротивления выхода Источник тока.

Модифицированная версия каскода также может использоваться как модулятор, особенно для амплитудная модуляция. Верхнее устройство подает звуковой сигнал, а нижнее - РФ устройство усилителя.

Стек высоковольтный

Каскод также можно комбинировать с лестница напряжения сформировать высоковольтный транзистор. Входной транзистор может быть любого низкого напряжения.U_{Исполнительный директор} типа, в то время как остальные, действующие как сложенные линейный ряд регуляторы напряжения, должны выдерживать значительную часть напряжения питания. Обратите внимание, что при большом колебании выходного напряжения их базовые напряжения должны нет должен быть соединен с землей конденсаторами, а верхний лестничный резистор должен выдерживать полное напряжение питания. Это показывает, что линейный последовательный стабилизатор напряжения фактически является токовым буфером со своими Вход и выход обозначения поменялись местами.

Двухпортовые параметры

Конфигурацию каскода можно представить как простой усилитель напряжения (точнее, как грамм-параметр двухпортовая сеть ) с помощью входное сопротивление, выходное сопротивление, и напряжение прирост. Эти параметры связаны с соответствующими грамм-параметры ниже.^[5] Другие полезные свойства, которые здесь не рассматриваются: пропускная способность и динамический диапазон.

Каскод BJT: низкочастотные параметры слабого сигнала

Рисунок 2: Каскодирование BJT с использованием идеальных источников тока для смещения постоянного тока и больших конденсаторов связи с землей и источником сигнала переменного тока; конденсаторы короткие замыкания на переменный ток

Идеализированный слабосигнальный Эквивалентная схема может быть построена для схемы на рис. 2 путем замены источников тока на разомкнутые цепи и конденсаторов на короткие замыкания, при условии, что они достаточно большие, чтобы действовать как короткие замыкания на интересующих частотах. BJT могут быть представлены в схеме слабого сигнала как гибридная π модель.^[6]

	Определение	Выражение
Усиление напряжения	${\displaystyle A_{\text{v}}=g_{21}=\left.{\frac {v_{\text{out}}}{v_{\text{in}}}}\right|_{i_{\text{out}}=0}}$	${\displaystyle -g_{m2}(r_{\pi 1}//r_{{\text{O}}2})(g_{m1}r_{{\text{O}}1}+1)}$
Входное сопротивление	${\displaystyle R_{\text{in}}={\frac {1}{g_{11}}}=\left.{\frac {v_{\text{in}}}{i_{\text{in}}}}\right|_{i_{\text{out}}=0}}$	${\displaystyle r_{\pi 2}}$
Выходное сопротивление	${\displaystyle R_{\text{out}}=g_{22}=\left.{\frac {v_{\text{out}}}{i_{\text{out}}}}\right|_{v_{\text{in}}=0}}$	${\displaystyle r_{{\text{O}}1}+(g_{m1}r_{{\text{O}}1}+1)(r_{\pi 1}//r_{{\text{O}}2})}$

Каскод MOSFET: низкочастотные параметры слабого сигнала

Рис. 3. Каскодирование полевого МОП-транзистора с использованием идеальных источников напряжения для смещения затвора постоянного тока и источника постоянного тока в качестве активной нагрузки. Поскольку к каждому полевому МОП-транзистору подключены затвор и исток, эта конфигурация действительна только для дискретных 3-контактных компонентов.

Точно так же параметры слабого сигнала могут быть получены для версии MOSFET, также заменив MOSFET его эквивалентом гибридной π-модели. Этот вывод можно упростить, отметив, что ток затвора MOSFET равен нулю, поэтому модель слабого сигнала для BJT становится моделью MOSFET в пределе нулевого базового тока:

${\displaystyle I_{B}\to 0\Rightarrow r_{\pi }={\frac {V_{T}}{I_{B}}}\to \infty ,}$

куда V_Т это тепловое напряжение.^[7]

	Определение	Выражение
Усиление напряжения	${\displaystyle {A_{\mathrm {v} }}=g_{21}={\begin{matrix}{v_{\mathrm {out} } \over v_{\mathrm {in} }}\end{matrix}}{\Big |}_{i_{out}=0}}$	${\displaystyle {-(g_{\mathrm {m1} }r_{\mathrm {O1} }+1)g_{\mathrm {m2} }r_{\mathrm {O2} }}}$
Входное сопротивление	${\displaystyle R_{\mathrm {in} }={\begin{matrix}{\frac {1}{g_{11}}}\end{matrix}}={\begin{matrix}{\frac {v_{in}}{i_{in}}}\end{matrix}}{\Big |}_{i_{out}=0}}$	${\displaystyle \infty }$
Выходное сопротивление	${\displaystyle R_{\mathrm {out} }=g_{22}={\begin{matrix}{\frac {v_{out}}{i_{out}}}\end{matrix}}{\Big |}_{v_{in}=0}}$	${\displaystyle \left(r_{\mathrm {O1} }+r_{\mathrm {O2} }\right)\left(1+g_{\mathrm {m1} }(r_{\mathrm {O1} }//r_{\mathrm {O2} })\right)}$

Сочетание факторов грамм_мр_О часто встречается в приведенных выше формулах, что требует дальнейшего изучения. Для биполярного транзистора это изделие (см. гибридная пи модель ):

${\displaystyle g_{m}r_{O}={\frac {I_{C}}{V_{T}}}{\frac {V_{A}+V_{CE}}{I_{C}}}={\frac {V_{A}+V_{CE}}{V_{T}}}.}$

В типичном дискретном биполярном устройстве раннее напряжение V_А ≈ 100 В, а тепловое напряжение вблизи комнатной температуры составляет V_Т ≈ 25 мВ, что делает грамм_мр_О ≈ 4000, довольно большое количество. Из статьи о гибридная пи модель, находим для полевого МОП-транзистора в активном режиме:

${\displaystyle g_{m}r_{O}={\frac {2I_{D}}{V_{GS}-V_{th}}}{\frac {1/\lambda +V_{DS}}{I_{D}}}={\frac {2(1/\lambda +V_{DS})}{V_{GS}-V_{th}}}.}$

На 65-нм технологический узел, я_D ≈ 1,2 мА / μ ширины, напряжение питания V_DD = 1,1 В; V_th ≈ 165 мВ, а V_ов = V_GS-V_th ≈ 5% В_DD ≈ 55 мВ. Принимая типичную длину вдвое меньшей минимальной, L = 2 L_мин = 0,130 мкм и типичное значение λ ≈ 1 / (4 В / мкм L), находим 1 / λ ≈ 2 В и грамм_мр_О ≈ 110, все еще большое значение.^[8][9] Дело в том, что потому что грамм_мр_О практически независимо от технологии, табулированное усиление и выходное сопротивление как для полевого МОП-транзистора, так и для биполярного каскода очень велики. Этот факт имеет значение в последующем обсуждении.

Низкочастотный дизайн

Рис. 4 Вверху: каскод слабого сигнала BJT с использованием гибридная пи модель Нижний: Эквивалентная схема для каскода BJT с использованием низкочастотных параметров усилителя

G-параметры, найденные в приведенных выше формулах, могут быть использованы для создания усилителя напряжения слабого сигнала с таким же усилением, входным и выходным сопротивлением, что и исходный каскод ( эквивалентная схема ). Эта схема применяется только на достаточно низких частотах, чтобы транзистор паразитные емкости не имеет значения. На рисунке показан исходный каскод (рис. 1) и эквивалентный усилитель напряжения или двухпортовый эквивалент G (рис. 4). Эквивалентная схема позволяет упростить расчет поведения схемы для различных драйверов и нагрузок. На рисунке а Эквивалент Тевенина источник напряжения с сопротивлением Тевенину р_S управляет усилителем, а на выходе простой нагрузочный резистор р_L прилагается. Используя эквивалентную схему, входное напряжение усилителя равно (см. Делитель напряжения ):

${\displaystyle {\upsilon }_{in}={\upsilon }_{s}{\begin{matrix}{\frac {R_{in}}{R_{S}+R_{in}}}\end{matrix}}}$,

который показывает важность использования драйвера с сопротивлением р_S << R_в чтобы избежать ослабления входящего в усилитель сигнала. Из приведенных выше характеристик усилителя видно, что р_в бесконечен для каскода MOSFET, поэтому в этом случае не происходит ослабления входного сигнала. Каскод BJT более строг, потому что р_в = г_π2.

Аналогичным образом выходной сигнал эквивалентной схемы равен

${\displaystyle {\upsilon }_{out}=A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\begin{matrix}{\frac {R_{L}}{R_{L}+R_{out}}}\end{matrix}}}$.

В низкочастотных цепях обычно требуется высокий коэффициент усиления по напряжению, поэтому важно использовать нагрузку с сопротивлением. р_L >> R_из чтобы избежать ослабления сигнала, достигающего нагрузки. Формулы для р_из может использоваться либо для разработки усилителя с достаточно малым выходным сопротивлением по сравнению с нагрузкой, либо, если это невозможно сделать, для принятия решения о модифицированной схеме, например, для добавления повторитель напряжения который лучше соответствует нагрузке.

Предыдущая оценка показала, что выходное сопротивление каскода очень велико. Это означает, что многие сопротивления нагрузки не удовлетворяют условию р_L >> R_из (Важным исключением является управление МОП-транзистором в качестве нагрузки, который имеет бесконечное входное сопротивление низкой частоты). Однако невыполнение условия р_L >> R_из не является катастрофическим, потому что усиление каскода также очень велико. Если разработчик желает, большим коэффициентом усиления можно пожертвовать, чтобы обеспечить низкое сопротивление нагрузки; за р_L << р_из усиление упрощается следующим образом:

${\displaystyle {\upsilon }_{out}=A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\begin{matrix}{\frac {R_{L}}{R_{L}+R_{out}}}\approx A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\frac {R_{L}}{R_{out}}}={\frac {A_{v}}{R_{out}}}\ {\upsilon }_{in}R_{L}\approx -g_{m2}R_{L}{\upsilon }_{in}\end{matrix}}}$.

Это усиление такое же, как у входного транзистора, действующего отдельно. Таким образом, даже жертвуя коэффициентом усиления, каскод дает такое же усиление, что и транзисторный усилитель, но с более широкой полосой пропускания.

Поскольку усилители имеют широкую полосу пропускания, тот же подход позволяет определять полосу пропускания схемы при подключении нагрузочного конденсатора (с нагрузочным резистором или без него). Необходимо предположить, что емкость нагрузки достаточно велика, чтобы контролировать частотную зависимость, а полоса пропускания не контролируется игнорируемыми паразитными емкостями самих транзисторов.

Высокочастотный дизайн

На высоких частотах паразитные емкости транзисторов (затвор-сток, затвор-исток, сток-корпус и биполярные эквиваленты) должны быть включены в гибридные π-модели для получения точной частотной характеристики. Цели проектирования также отличаются от акцента на общем высоком усилении, как описано выше для низкочастотного дизайна. В высокочастотных цепях, согласование импеданса на входе и выходе усилителя обычно желательно для устранения отражений сигнала и максимального увеличения прирост мощности. В каскоде изоляция между входом и выходом порты все еще характеризуется небольшим членом обратной передачи g₁₂, что упрощает проектирование согласующих цепей, поскольку усилитель примерно односторонний.

Рекомендации

1. Филипп А. Лапланте (2005). Большой словарь по электротехнике (Второе изд.). Бока-Ратон: CRC Press. п. 97. ISBN  0-8493-3086-6.
2. С. В. Амос; Роджер С. Амос (2002). Словарь Newnes по электронике (Четвертое изд.). Оксфорд: Newnes. стр.46. ISBN  0-7506-4331-5.
3. Хант, Фредерик Винтон; Хикман, Роджер Уэйн (1939). «Об электронных стабилизаторах напряжения» (PDF). Обзор научных инструментов. 10 (1): 6. Дои:10.1063/1.1751443. Получено 20 марта 2016.
4. "Катодный луч", "Каскод и его преимущества для приема в диапазоне III", Беспроводной мир, т. 61, стр. 397 (август 1955 г.).
5. в грамм-параметрический двухпортовый, грамм₁₂ - усиление обратного тока. Когда такой обратной связи не возникает, грамм₁₂ = 0, и сеть называется односторонний.
6. Пол Р. Грей; Пол Дж. Херст; Стивен Х. Льюис; Роберт Г. Мейер; и другие. (2001). Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем (Четвертое изд.). Нью-Йорк: Вили. С. 206–208. ISBN  0-471-32168-0.
7. Пол Р. Грей; Пол Дж. Херст; Стивен Х. Льюис; Роберт Г. Мейер; и другие. (2001). Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем (Четвертое изд.). Нью-Йорк: Вили. С. 208–211. ISBN  0-471-32168-0.
8. Р. Джейкоб Бейкер (2010). Разработка, компоновка и моделирование схем CMOS, третье издание. Нью-Йорк: Wiley-IEEE. С. 297–301. ISBN  978-0-470-88132-3.
9. В. М. С. Сансен (2006). Основы аналогового дизайна. Дордрехт: Спрингер. п. 13 (§0124). ISBN  0-387-25746-2.

• Электронный портал